將同步變壓器副邊的同步信號，濾波、整流，就可以得到比較穩定的直流電，將其送到DSP的A/D轉換口。由于最后得到的直流電壓與電網電壓有一個比較穩定的關系，因此，就比較容易換算Us的值了。

　　由于涉及到共地的問題，因此，采用了運算放大器的全波精密整流電路，如圖7所示。

圖7 Us的整流電路

　　2.5 電流指令的同步

　　并網時要求逆變器輸出的正弦波電流與電網電壓同頻、同相。首先，將電網電壓信號經過濾波整形為同步方波信號，再將其輸入到TMS320F240的外部中斷口XINT1，目的是為了捕捉電網電壓的過零信號。如圖8所示，電網電壓正弦波，經過整形后就得到了方波。

　　當DSP檢測到過零信號的上跳沿時，便觸發同步中斷，以此時間點作為基準給定正弦波信號時間起點，也就是正弦表指針復位到零；每當T1下溢中斷（PWM實時控制）時，正弦表指針便加1，并從正弦表中取值。一個周期的單位正弦波數據被分成了400個點采用表的形式存放在存儲器中。由于同步信號比較容易受到諧波和尖峰電壓的干擾，因此在進入同步中斷后可以先做一個延時，判斷外部中斷腳XINT1是否仍然是高電平，如果是高電平，就執行中斷程序，否則就從中斷程序跳出。

　　從圖6的控制方案可看出，IREF與正弦表中數據相乘后，便形成了幅值可調的正弦波的電流給定信號，然后，再實時比較電流給定值，經過P環節后，所得信號反相后，與采集到的交流側電網電壓信號Us相加，所得波形與三角波比較，就產生了PWM波，控制橋臂的通斷?？傊?，輸出電流和電網電壓的同頻、同相的要求是通過電流跟蹤控制實現的。

　　2.6 PWM脈寬調制波的產生

　　PWM波的產生是通過TMS320F240的全比較單元輸出的，頻率為20kHz。從圖6可知，調制脈沖的產生是通過將電流指令值與實際電流值比較后，經過P環節，所得到的波形與三角波（頻率為20kHz）比較后獲得的。因此MOS管Q3、Q4、Q5、Q6（見圖2）脈沖的產生時刻可以從圖8得出，參照正弦波與三角波調制，兩者相交決定了PWM的脈沖時刻。實際由采樣的波形（實際上是階梯波）與三角波相交，由交點得出脈沖寬度。本系統是在三角波的底點位置對波形進行采樣而形成的階梯波。此階梯波與三角波的交點所確定的脈寬在一個采樣周期內的位置是對稱的，如圖9所示。

圖8 同步信號波形

圖9 正弦脈寬調制波形

　　圖9（a）正弦波B與三角波的交點決定了Q3的導通時刻；正弦波A與三角波的交點決定了Q5的導通時刻。

　　圖9（b）為Q3的脈沖示意圖，同一橋臂上Q3與Q4的脈沖是互補的。

　　圖9（c）為Q5的脈沖示意圖，同一橋臂上Q5與Q6的脈沖是互補的。

　　2.7 TMS320F240軟件控制流程

　　這部分的軟件主要分成4塊，即主程序，T1下溢中斷，T2下溢中斷和同步中斷。流程圖如圖10所示。T1下溢中斷每50μs發生一次，程序主要用來生成PWM波；T2下溢中斷每10ms發生一次，程序主要用來產生電流指令；同步中斷大約每20ms（網壓周期）發生一次。

圖10 軟件流程圖

　　2.8 系統保護

　　本系統設計有直流側過壓、欠壓，交流側過流，過熱等多種保護。當出現太陽能電池板的輸出電壓過壓、欠壓故障的時候，由TMS320F240向SG3525發出一個信號，封鎖DC/DC的脈沖，使其停止工作，當檢測到直流電壓恢復正常時，DC/DC又自動復位開始工作；當出現交流過流、過熱故障時，程序進入中斷服務子程序，封鎖所有驅動信號。當故障排除后，手動復位，系統重新啟動。

　　3 主要元器件選擇與實驗波形

　　推挽式電路MOS管選用的是IRFP350（耐壓400V，漏源額定電流為16A）。橋式逆變電路MOS管選用的是IRFPC40（耐壓600V，漏源額定電流為6.8A）。DC/DC濾波電感L1選用1.2mH，DC/AC濾波電感L2選用33.4mH。

　　4 結語

　　本文闡述了一種小功率光伏并網逆變器的控制系統。DC/DC控制器的拓撲結構采用推挽式電路，是用芯片SG3525來控制的，該電路有效地防止了偏磁；DC/AC逆變器為全橋逆變電路，是用DSP來控制的，由于DSP的運算速度比較高，因此逆變器的輸出電流能夠很好地跟蹤電網電壓波形。該光伏并網逆變器控制方案的有效性在實驗室得到驗證。該控制系統能確保逆變電源的輸出功率因數接近1，輸出電流為正弦波形。